определении ее параметров. Это обусловлено тем, что в АУ со встроенными транзисторами бывает необходимо учитывать взаимодействие между элементами структуры собственно антенны.

Особенности АУ со встроенными активными элементами рассмотрим на примере простейшего варианта такой антенны (рис. 4.1) [52]. При составлении эквивалентной схемы такой АУ активный элемент (АЭ) (транзистор) можно представить комбинацией пассивного взаимного четырехполюсника (рис. 4.2,g) и невзаимного активного четырехполюсника с управляемым источником (рис. 4.2,6). Это означает что при выключении управляемого источника напряжение на сопротивлении нагрузки Ri, не будет равно нулю, так как при этом устройство представляет собой комбинацию несимметричной рамки (или шлейфа при малом d - см. рис. 4.1) и несимметричного вибратора с включенными в них сосредоточенными сопротивлениями (рис. 4.3). Такое устройство является взаимным и его характеристики можно рассчитать обычными методами. На эквивалентной схеме (рис. 4.4) его можно представить в виде источника э. д. с. ЕсНд1 с сопротивлением Zi, понимая под Zbi полное сопротивление в точках 4-5, а под hi - действующую высоту антенны, изображенной на рис. 4.3. Если теперь заменить пассивный четырехполюсник активным, то напряжение на его входе определяется следующим выражением:

Ui=Ech l{\ + Zs[Zy), (4.11)

где Лд - действующая высота несимметричного вибратора (штыря) высотой h с верхним питанием (рис. 4.1);

f 2г 3

Рис. 4.2. Эквивалентное представление активного элемента (транзистора)

Рис. 4.3. Схема АУ без управляющего источника

3 Г

-О-С

5 £с>10

Рнс. 4.4. Эквивалентная схема ЛУ, выполненной в соответствии со схемой на рис. 4.1

Zb - полное сопротивление штыря на клеммах /-2 (при расчете необходимо учитывать присутствие проводника II).

Проводники I и II образуют трансформирующий отрезок длиной I и могут быть введены в рассмотрение как составная часть активной схемы, включающей АЭ (рис. 4.4). Используя для описания АЭ обобщенную матрицу Л|, можно показать [52], что напряжение на-сопротивлении нагрузки

EchjiKg

{I -j-2,/Zy) [1 +Z, (1/Ze, + 1 ?,)!

(4.12)

где

2y =

У1+Д (1/Z 4-1 ?h) C + D tl/Z ,+ ! ? )

/V =

Как видно из сравнения выражений (4.12) и (4.5), напряжение на нагрузке рамочно-вибраторной АУ имеет более сложную зависимость от частоты, чем для вибраторной, поскольку, кроме Z , в выражение (4.12) входят Zbi и Яд1, причем последняя может быть частотно-зависимой.

Рамочно-вибраторные АУ могут быть как нерезонансными (когда в.ход активного элемента рассогласован

й источником сигнала), taK и резонансными. На частотах ниже 30 МГц эти АУ (нерезонансные и, тем более, резонансные) имеют, вообще говоря, меньшую полосу пропускания, чем нерезонансные АУ с вынесенным активным элементом, когда вибратор непосредственно подсоединен к его входу, и используются в тех случаях, когда необходимо получить управляемую диаграмму направленности (с направлением нулевого приема) коротких антенн. Такие АУ рассмотрены в § 7.6.

4.2. РАЗЛИЧНЫЕ ТИПЫ ТРАНЗИСТОРОВ

ДЛЯ НЕРЕЗОНАНСНЫХ АНТЕНН-УСИЛИТЕЛЕЙ

Рассмотрим особенности выбора транзисторов для коротких антенн, работающих на низких частотах. Для этого необходимо составить эквивалентную схему АУ, включающую источник шумов эквиваленгной схемы транзистора, как изображено на рис. 4.5. Входное сопротивление собственно антенны и схемы связи представлено как Za=Ra+]Xa. Шумы транзистора определяются с помощью источника тока шума 1ш и напряжения шума Ыш на входе транзистора. Эффективная шумовая температура линейного шумящего четырехполюсника (транзистора) выражается, как известно, уравнением [40, 79]:

гп,е Гумин, к - минимально возможная шумовая температура транзистора (усилителя), которая реализуется при условии Za=Zo/=i?o/-f j-Xo/; Sp - крутизна возрастания Гу, определяющая влияние отличия Za от Zq; на Гу (коэффициент шума Fy).

е-

Усилитель (mpuffsucmop)

Рис. 4.5. Эквивалентная схема АУ с источниками напряжения и тока шума

Подробно вопросу оптимального сбгласойанйя в АУ рассматриваются в гл. 5, здесь же относительно уравнения (4.13) заметим только, что оно инвариантно относительно выбора системы определения иммитанса (полное сопротивление или проводимость) собственно антенны и оптимального иммитанса, т. е. уравнение (4.13) записывается, например, в этой же- форме для полных (комплексных) проводимостей Fa и Yof. Для нерезонансных АУ, рассматриваемых в данной главе, полное сопротивление источника Za коротких антенн как правило, весьма отличается от Zo; и шумовая температура Гу значительно больше Гу

р^тин, что, как указывалось, допустимо из-за наличия больших внешних шумов, поступающих в АУ.

Для коротких штырей на рассматриваемых частотах (ниже 30 МГц) допустимы следующие приближения:

i?a<l/0>Ca; /?a<i?0/; l/toCa>Xo/. (4.14)

Последние два неравенства обусловлены тем, что для биполярных транзисторов /?ю/ равно десяткам и сотням омов, для полевых - десяткам и сотням килоомов, а Xof на этих частотах сравнительно невелико. Поэтому Ra и Xof в числителе уравнения (4.13) можно пренебречь. Кроме того, Тушт Б рассматриваемом случае также много меньше Гу, и выражение (4.13) можно переписать:

Ty=SF{Rf,fR+X\RгiRof)To. (4.15)

Можно показать, что Rof/Ra в выражении (4.15) обусловлено источником напряжения шума Ыш (см. рис. 4.5), а X\l{RaRof)-источником тока шума кц. Если два источника Um и im не коррелированы, то

Kf-=ViVK,- (4-16)

Практически для любого транзистора на низких частотах (до 30 МГц) это справедливо, однако и на более высоких частотах, когда корреляция между этими источниками обязательно имеет место из-за влияния паразитных реактивностей транзистора проводимый ниже анализ является достаточно корректным.

Для рассматриваемых же сравнительно низких частот транзисторы четко разделяются на три группы. Транзисторы первой группы хорошо представляются

эквивалентной схемой с одним источником напряжения шума Ыш- Для них Rof весьма велико и

Ty=SF(Rf>flRa)To. (4.17)

Типичными представителями этой группы являются полевые транзисторы (и миниатюрные ламповые триоды). Для данного полевого транзистора Гу зависит только от Ra- Для не слишком коротких вибраторов величина Ra определяется известным соотношением

R=80n{hl!ky [Ом] (4.18)

и зависит только от отношения hp-jk (при кд1к<1150 Ra определяется практически сопротивлением потерь). Для вибраторов без верхней емкости толщина штыря слабо влияет на шумовую температуру Гу.

Отметим, что средняя шумовая температура внешнего пространства Г, например, для частот 2 ... 3 МГц составляет около 10 К (см. рис. 1.8) и, как показывает практика, сравнима с шумами полевого транзистора. Большой уровень шума транзистора объясняется очень сильным рассогласованием малого сопротивления собственно антенны относительно оптимального сопротивления источника, необходимого для согласования полевого транзистора по шумам и равного, как указывалось, десяткам или даже сотням килоомов. Результаты анализа совпадают в основном с результататми'работы [41], полученными с некоторыми приближениями.

Транзисторы второй группы можно представить эквивалентной схемой с одним источником тока шума 1ш-Значение Ыш для них мало и соответственно мало Rof, однако в этих случаях все же составляет десятки омов и значительно превышает Ra (единицы или доли омов). Из уравнения (4.15) получаем

Ty=Sp{X\lRaRof)To. (4.19)

Такие соотношения бывают справедливы для высокочастотных биполярных транзисторов. В этих случаях Гу зависит от формы собственно антенны и ее толщины. Поскольку с повышением частоты уменьшается Ха и увеличивается Ra, Ту существенно зависит от частоты. Для данной антенны длиной 21 существует определенная нижняя частота, равная ~1,5 МГц, на которой Гу=Г (среднее).

Транзисторы третьей группы имеют среднее значение Rof. Эквивалентная схема для них включает и источник

напряжения шума Ыш, и источник тока шума im, а Ту для них следует определять по уравнению (4.13) в общем случае и (4.15) при интеграции с короткими антеннами на низких частотах. К третьей группе относятся многие типы низкочастотных и среднечастотных биполярных транзисторов.

Все три группы транзисторов имеют разную частотную зависимость Гу (рис. 4.6). Приведенные зависим.о-сти показывают, в каких диапазонах данная AY может эффективно работать. Интересный вывод заключается в том, что полевой транзистор в этоу применении обеспечивает почти такое же отношение сигнал/шум, как п биполярный, хотя Zof их сильно отличаются. Однако окончательно вопрос применения того или иного типа транзистора в нерезонансных АУ для диапазона низких частот решается обычно с учетом других характеристик и, прежде всего, вносимых ими нелинейных искажений, требований к условиям применения АУ и т. д.

Из предыдущего рассмотрения могло создаться неправильное впечатление, что чем больше длина вибратора или диполя, тем лучшее отношение сигнал/шум можно получить в АУ. Кроме того, остается нераскры-

10 пмги

Рис. 4.6. Зависимости шумовой температуры транзисторов от частоты (диполь длиной 2/=200 см и толщиной 2 см):

/ -яркостная температура атмосферы ночью, 2 -яркостпая температура атмосферы днем. 3 - средний уровень атмосферных и промышленных шумов, 4 - шумовая температура полевого транзистора, 5 - шумовая температура биполярного ИЧ транзистора, б -шумовая температура биполярного ВЧ транзистора

тым вопрос о том, какие преимущества в отношении сигнал/шум имеет нерезонансная АУ по сравнению с пассивной антенной, каков коэффициент эффективности нерезонансных АУ.

Для рассмотрения этих вопросов необходимо провести более подробный анализ отношения сигнал/шум в нерезонансной АУ. Этот анализ основан на работе [80], в которой методика определения коэффициента эффективности АУ согласуется в целом с методикой, изложенной в гл. 3.

4.3. АНАЛИЗ ОТНОШЕНИЯ СИГНАЛ/ШУМ

в НЕРЕЗОНАНСНЫХ АНТЕННАХ-УСИЛИТЕЛЯХ

В [80] рассмотрены две приемных системы, одна из которых работает с АУ на транзисторах (рис. 4.7,а), а вторая - с пассивной антенной (рис. 4.7,в). Пусть транзисторный усилитель (рис. 4.7,а) имеет входное сопротивление Zy и к этому усилителю через линию передачи с волнЬвьШ сопротивлением р подключен приемник, у которого входное сопротивление Znp равно р и коэффициент шума равен Гпр. Собственно антенна с действующей высотой Лд возбуждается полем полезного сигнала с напряженностью Мощность сигнала на выходе приемника обозначим Рс ау, а суммарную мощность шумов усилителя и приемника Рш ау, так что отношение сигнал/шум на выходе приемника равно

Рс ау/-Рш ау-

Усилитель и ufluemui/ без источ-fiumS

UiffW

Приемник Геэ источников шуми

Рис. 4.7. Сравнение радиоприемных систем с пассивной антенной и с АУ:

о -приемная система с АУ, б - эквивалентная схема, в -приемная система с пассивной антенной, г - эквивалентная схема

в эквивалентной схеме этой системы (рйс. 4.7,6) соб^ ствеино антенна характеризуется сопротивлением Za= -Яа+]Ха и напряжением холостого хода с/д и нагружена на входное сопротивление усилителя. Все шумовые источники в системе можно в первом приближении представить в виде источника напряжения шумов Ышу, а остальную часть системы считать нешумящей. Можно считать также, что это напряжение шумов Ышу как бы принято антенной из внешнего пространства, и ввести понятие эквивалентная напряженность шумового поля шау, для среднего квадрата которой справедливо выражение:

2у

Тогда на выходе приемной системы с АУ получим

Так же можно получить выражение для отношения сигнал/шум на выходе приемной системы с пассивной антенной (рис. 4.7,г). Вместо высокоомного входного сопротивления Zy усилителя в этом устройстве имеется волновое сопротивление p=Zi линии передачи, которое на несколько порядков меньше, чем сопротивление антенны Za, особенно на низких частотах.

Улучшение отношения сигнал/шум, которое достигается при интеграции антенны и усилителя с высокоомным входом определяется выражением:

Pcsy/Ршиу ё^шоп 1+а/Р1 элр

соп/шоп е^шау n+a/Zyl ay

(4.22)

где 3ay= Vy/(4roAf)-эквивалентное шумовое сопротивление источника напряжения шумов Ышу, эпр= = (Г'пр- 1) Znp/4 - эквивалентное шумовое сопротивление источника шумов приемника Um пр-

Заметим, что при выводе формулы (4.22) предполагается, что усиление АУ достаточно велико, чтобы можно было пренебречь шумами следующего за АУ тракта [80-82].

В соответствии с выражением (4.22) улучшение отношения сигнал/шум зависит от двух величин: коэффициента деления напряжения между напряжением холостого хода собственно антенны (антенны) и входным

напряжением усилителя (приемника) и отношения эквивалентных шумовых сопротивлений на входе приемника и усилителя.

Коэффициент деления напряжения. Раскрывая выражения для Za и Zy и учитывая, что входное сопротивление усилителей, применяемых в нерезонансных АУ, емкостное (представляет собой практически входную емкость Су), получим:

(1 +а/?Г + (Ха/9Г

в работе [80] приведены графики, рассчитанные по выражению (4.23) для линейной вертикальной антенны при отношении высоты к диаметру li/d= 130 (рис. 4.8). Чем больше входное сопротивление антенны, т. е. чем меньше высота антенны и чем меньше рабочая частота, тем больше Uy/Unp. Если отношение /гД0,1, то приближенно можно считать

.=[p ,(C3-fQ]

77 -v! \2i \ ууп (4.24)

где Са - статическая емкость антенны, которая для вертикальной цилиндрической штыревой антенны определяется следующим образом:

Са [пФ J 55/г [м] /In (1,15 h\d). (4.25)

Для современных полевых транзисторов, которые наряду с миниатюрными лампами наиболее целесообразно применять в рассматриваемых нерезонансных АУ, Су обычно равна (с учетом неизбежных монтажных емкостей) 5 ... 10 пФ. Таким образом, на рис. 4.8 представлено превышение Vy над (Упр, которое можно обеспечить на практике. По мере увеличения высоты антенны (или увеличения частоты сигнала) начинают влиять резонансные эффекты собственно антенны.

На отношение UyjUnp влияет длина коаксиальной линии передачи между собственно антенной высотой h и усилителем (рис. 4.9, р=50 Ом, Спог=

0,2 / 0,3 0,6

25 6 О 10

Рис. 4.8. Зависимость отношения UylUuv от высоты штыря А:

---Cy=s пФ.

rb=Ki пФ/м). Как видно из срав--нения рис. 4.8 и 4.9, на частоте, например, I МГц уже при длине линии передачи между антенной и усилителем 10 см потери в отношении /7у/[/пр составляют око-

0Z 0,В г If 6 ZOifOm ло 3 дБ. По .мере увеличения дли-

0,if 1

10 l,it

Рис. 4.9 Зависимость отношения /Уу/Упр от длины линии передачи / (h= =1 м, Су=7 пФ)

иы ЛИНИИ передачи напряжение на входе усилителя уменьшается и, наконец, при длине линии 50 м выигрыш, даваемый усилителем, исчезает. На частоте 30 МГц это имеет место уже при длине линии передачи 1,3 м. Резонансы при линиях передачи большей длины показывают, что в этих случаях широкополосность приемной системы обеспечить невозможно. Отметим, что для резонансных АУ, которые рассматриваются в гл. 5, наличие линии передачи между собственно антенной и усилителем также отрицательно влияет на широкополосность системы из-за свойства линии передачи трансформировать с увеличением разброса в диапазоне частот сопротивление несогласованной нагрузки (источника).

Улучшение деления напряжения сигнала трактуется иногда [83] как некоторое эквивалентное увеличение действующей высоты АУ /гд ау по сравнению с эквивалентной действующей высотой пассивной антенны (учитывающей линию передачи):

пас д

Р

(4.26) (4.27)

Эквивалентное шумовое сопротивление. Предположим, что коэффициент усиления усилителя в АУ (или его первого каскада, если усилитель в АУ состоит из нескольких каскадов) настолько велик, что можно пренебречь шумами последующих каскадов и приемника. Это предположение, вообще говоря, справедливо далеко не всегда. В гл. 5 рассматривается общий случай, учитывающий шумы последующих каскадов, однако в целях упрощения анализа примем это ограничение. В [80] для полевых транзисторов и ламповых триодов напря-