7.6. РАМОЧНО-ВИБРАТОРНАЯ АНТЕННА-УСИЛИТЕЛЬ

Некоторые своойства таких АУ были уже рассмотрены в гл. 1, 4. Описание различных вариантов их конструкций, некоторых характеристик и принципа работы приведено в [23, 26, 50]. Попытка конкретизации и решения некоторых проблем для таких устройств предпринята в [120, 121]. Полученные в этих работах результаты носят качественный характер, а характеристики рассматриваются в диапазоне частот выше 100 МГц, где применение таких АУ связано с необходимостью согласования по шумам [122]. Кроме того, использование при исследованиях Г-параметров транзистора без учета их сильной частотной зависимости в этом диапазоне приводит к существенным погрешностям. Рамочно-вибратор-ные АУ, наиболее целесообразно применять на частотах ниже 30 ... 70 МГц, так как именно в этом диапазоне необходимо наличие направленных свойств, которыми обладают рассматриваемые АУ. Рассмотрим результаты исследований основных характеристик рамочно-вибраторных АУ в полосе частот, перекрывающей весь KB диапазон. Расчеты проведены для АУ на транзисторах ГТЗЗО.

Возможные способы включения транзистора в несимметричной рамочно-вибраторной АУ были приведены на рис. 1.19. Практически оправданы два критерия отбора вариантов, основанные на оценке усилительных свойств и на оценке возможности уменьшения резонансной высоты [50, 123]. Согласно этим двум критериям для детального анализа выбраны два варианта: база - штырь, коллектор-рамка (БШКР) и коллектор-штырь база -рамка (КШБР).

Диаграмма направленности. Для определения диаграммы направленности (ДН) рамочно-вибраторной АУ рассмотрим падение на антенну плоской электромагнитной волны (рис. 7.25). Асимптотические уравнения, определяющие распределение потенциала U и тока / на всех проводниках антенны, имеют вид [124]:

Рис. 7.25. К расчету диаграммы направленности

где L - погонная индуктивность; С - погонная емкость, Et - составляющая электрического поля, касательная к поверхности провода.

Учитывая, что ш]/£С = , uYC=w, где оу - волновое сопротивление провода, систему (7.15) запшнем иначе

)=-jA../(/) + £,(6. ,)е^- -,

(7.16)

dl dl

и {I).

dl w

Для выбранных на рис. 7.25 направлений токов и системы координат имеем из (7.16) для каждой секции рамочно-вибраторной АУ:

i (2) -ikwj, (z) + sin 6 cos (kz cos 6),

dlr (z)

€=.lkwj, (z) + 2£g sin 6 cos {kz cos 6),

rf/g (г) . k dz

(7.17)

(7.18)

€!±р = -\kwj, (z) -Ь sin 6 cos (fe cos 6) e*,

-iM jAffi),/, (t/) - 2j (£j cos e sin 9 + + cos 9) sin [k(y sin 6 sin 9 + /, cos 6)],

]irUM. (7.20)

Решение систем дифференциальных уравнений (7.17) -(7.20) можно записать в виде:

/, (z) = Asmkz-\-Bcoskz - j .q cos(kzcos 6),

C/j (г) == ]ш,Л cos - ]wfi sin fez - 2E cos e .

(7.21)

/, (z)=С sin fe + D cos fe: + j cos (fe cos 6),

2 (2) = - jtfyjC cos fe + jayD sin fe - 2E cos e

(7.22)

/, (z) = f sin fe -f- G cos kz - j g cos (fe cos 6),

(z)=joy3F cos fe-jay.G sin fe- - sin (fe cos 6) *

(7.23)

tl I \ n , I - ,2 (Er, cos 6 sin Ф + £ cos f) lAy)=-ffsmky + Qcosky+ L(, i.esiy) X

X sin [A (/. cos 6 + у sin 6 sin 9)],

(y)= - iWiH cos ky -(- jay3Q s in -

. 2 (£fl COS 6 sin <р + £у COS у) sin 6 sin <f

k(l - sin 6 sin <(,) X

X COS [k {y sin 6 sin 9 4- /, cos 6)], (7.24)

где /д = (/з -/,)sinesin<{>.

Неопределенные коэффициенты A, В, С, D, F, G, H, Q можно найти из системы граничных условий:

/Л/,+4) = О,

Л(о-з(/з-а

з(.) = з(/з-/.),

С;з(0) = 0, (7.25)

[/.(0) = -/,(0)Z ,

где Zh - полное сопротивление нагрузки; [У]-неопределенная матрица проводимостей активного элемента (транзистора); [/], [U]-столбец токов и напряжений на клеммах активного элемента.

Последнее уравнение в системе (7.25), связывающее напряжения и токи на клеммах активного элемента, можно переписать в алгебраической форме:

Л (.)- УгЯ (Л) + Y,P, (/.) + Y U, (0),

h iQ (/.) + K t/, (/.) + Y,P\ (0). (7.26)

/з (0)= Гз.[/. (/.) -I- Кз,С/, (/.) -I- УззС/з (0).

Для расчета ДН из системы (7.25) достаточно определить лишь один коэффициент - Л или В. Из (7.21) ток в нагрузке

;. = Л(0)=В ), (7.27)

напряжение в нагрузке

U=Ui{0)]wiA. (7.28)

Сложная зависимость ДН рамочно-вибраторной АУ от многих параметров не позволяет в общем виде аналитически исследовать направленные свойства. Однако для некоторых частных случаев такой анализ удается провести. Так, например, при ti=k=0 площадь рамки равна

-w

Рис. 7.26. Диаграмма направленности в плоскости Н (вариант БШКР)

нулю и, как следует из (7.21) - (7.23) и достаточно очевидно, ДН рамочно-вибраторной АУ не зависит от ф, т. е. будет ненаправленной в горизонтальной плоскости. В вертикальной плоскости ДН не отличается от ДН несимметричного пассивного вибратора таких же размеров.

При lz>l\ ДН в горизонтальной плоскости отличается от окружности из-за разности хода k {1%-h) sin 6Х Xsinp. Практический интерес в технике приемных ан-

тенн KB диапазона представляет возможность получения однонаправленной ДН, по форме близкой к кардиоиде.

Расчеты по приведенным формулам проводились на ЭВМ при использовании У-параметров транзисторов ГТЗЗО, определенных на основании измеренных 5-пара-метров. Исследования показали, что ДН рамочно-вибра-торных АУ обоих типов при определенном сочетании размеров секций собственно антенны и параметрах (режиме по постоянному току) активного элемента (транзистора) имеют сильно выраженное свойство однонаправленности. Однако диапазонность направленных свойств, а также эффективность у этих вариантов существенно различны.

Сравнение АУ по направленным свойствам проводилось с помощью коэффициента однонаправленности {Ко), равного отношению нормированных амплитуд ДН с главного и противоположного направлении (вперед - назад). Для выяснения потенциальной диапазонностн направленных свойств и упрощения анализа полученных результатов была разработана программа расчета на ЭВМ, производящая поиск параметров (геометрии секций и режима транзисторов) с учетом ограничений при практической реализации, дающих значения Ко не хуже 10 дБ в диапазоне частот с 10-кратным перекрытием.

Было установлено, что АУ типа БШКР имеет ДН, близкую по форме к кардиоиде, при Ко не хуже 10 дБ в узкой полосе частот порядка ±2 МГц в высокочастотной части KB диапазона, когда (/з-А) = (0,1 ... 0,2). Частота, на которой достигается максимальное значение Ко, изменяется при изменении параметра (/3-U), при-

15 19 23 Г.ПГц 5 7 11 15 IS 23 Г.МГц

Рис. 7.27. Зависимость Ко частоты при различной 1%

Рис. 7.28. Зависимость Ко от частоты при различной /г

20 15 10 5

S 5 10 75 20 Г,/-7Ги

Рис. 7.29. Зависимость Ко от частоты при различном Шг.з

h=2l,~1,DM,l2=0,75M sVi=Zwj=Zwz = ЪОО Ом

Ъ 5 10 75 20 25f,ru

Рис. 7.30. Зависимость Ко от частоты при различном токе /

чем предельное значение Ко (порядка 30 дБ), определяемое значениями волновых сопротивлений и параметрами (режимом) транзистора можно обеспечить лишь в ограниченном диапазоне изменения совокупности параметров. Для иллюстрации сказанного на рис. 7.26 изображены ДН АУ типа БШКР при изменении различных параметров на частоте 20 МГц, причем максимум ДН направлен в сторону рамки. Кривая / на рисунке соответствует оптимальным параметрам АУ. Вследствие полной симметрии ДН в горизонтальной плоскости {ху) относительно оси у, на рис. 7.26 приведены половинки ДН для ф -90 ... -f 90°.

Аналогичные расчеты, проведенные для АУ типа БКШР, показали, что при определенном сочетании размеров секции собственно антенны и параметров (режима) транзистора можно получить однонаправленную ДН в обоих плоскостях с Ко не хуже 10 дБ на краях KB диапазона и более 10 дБ во всем диапазоне. Для данного варианта максимальные значения Ко (порядка 22 дБ) реализуются в низкочастотной области KB диапазона, когда (/i-f/2)<0,03X, а (/3-i)<0,015X. Результаты исследований влияния изменения параметров на Ко в плоскости ху в диапазоне частот приведены на рис. 7.27- 7.30. Анализ результатов позволяет выявить закономерности, на основании которых можно сформулировать основные рекомендации при практической реализации данного типа АУ с транзистором ГТЗЗО.

Интегральный уровень Ко в исследованном диапазоне частот зависит главным образом от размеров (дли-

ны) секции /з (т. е. от площади рамки) и параметров транзистора (тока коллектора), причем его максимальные значения достигаются при /з=1 м (рис. 7.27) и токе коллектора / =1 мА (рис. 7.30) при неизменном характере частотного изменения Ко.

Частота с максимальным значением Ко в основном определяется длиной секции /г и повыщается от 5 до 8 МГц при изменении h от 1,5 до 0,5 м (рис. 7.28), при некотором изменении характера частотной зависимости Ко в низкочастотной области.

Значение волновых сопротивлений секций собственно антенны (при выбранных длинах участков секций и токе коллектора) в наименьщей степени влияет на интегральный уровень Ко и характер частотной зависимости (ср. рис. 7.29 с рис. 7.27, 7.28, 7.30), что позволяет выбирать значения волновых сопротивлений секций (диаметр проводников) по конструктивным соображениям.

Эффективная поглощающая поверхность. В качестве энергетической характеристики рамочно-вибраторной АУ можно использовать эффективную поглощающую поверхность [124], применяемую в технике пассивных антенн:

Лэ=Рн/Ро, (7.29)

где Рн -мощность в нагрузке АУ при облучении ее с направления максимума ДН, Ро -плотность потока электромагнитной волны.

Из (7.27) для тока в нагрузке /макс (с направления максимума ДН) в самом общем виде можно записать:

-/макс=£Рмакс(/ь h, к, b 2, 3, [У\, Э, ф), (7.30)

где Рмакс(...)-функция, ззвисящая от геометрии антенны, параметров транзистора и угловых координат.

ш

Рис. 7.31. К расчету

в свою очередь,

Лэ=120лГ2макс(/1, к, к, Wu W2, W3, [Y], 6, ф). (7.31)

Решив систему (7.17) -(7.20), по выражению (7.31) можно рассчитать As- Сложная зависимость Ав от геометрии АУ и параметров АЭ не позволяет провести в общем виде аналитическое исследование эффективности рамочно-вибраторной АУ. Однако при размещении транзистора в основании АУ (т. е. /1=/з=0) выражение (7.31) для Аэ упрощается.

Из двух рассматриваемых вариантов АУ (при li= =;з=1=0, т. е. когда площадь рамки равна нулю) практически наиболее целесообразно применять вариант БШКР, активная часть которого в этом случае является схемой с общим коллектором (эмиттерный повторитель), как показано на рис. 7.31.

Вариант КШБР при площади рамки, равной нулю, нецелесообразно применять из-за низкой эффективности приема на штырь (секция /г), подключенный к коллектору. Из эквивалентной схемы (рис. 7.31,6) имеем

/H=M /Ci/(2y-fZa), (7.32)

где h={Kln)tg {kl2l2); Zy, Za - входные сопротивления эмиттерного повторителя и собственно антенны; Ki - коэффициент усиления по току эмиттерного повторителя; Ehr, - э. д. с. эквивалентного генератора.

Из [125] для эмиттерного повторителя имеем:

Zy{l-\-Y2iBRu)lYu., (7.33)

KiYzJYiiB. (7.34)

Тогда выражение (7.32) можно переписать в виде:

/н^£Лд/(Zay-f?н), (7.35)

где Zay=(H-yii3Za)/y2i3 - выходное сопротивление АУ. Тогда

Лэ=ад 240я/2£2 120яВДн/ (Zay-f н). (7.36) Из выражения (7.36) видно, что Аэ рамочно-вибраторной АУ (транзистор включен по схеме ОК и размещен в основании АУ) примерно пропорциональна квадрату высоты штыря /г и зависит от режима транзистора (в связи с зависимостью Zay) (рис. 7.32). Перемещение точки включения транзистора по длине вибратора при li-ls (площадь рамки равна нулю) и постоянной общей высоте (Zj-f/2=const) приводит к изменению частотной зависимости Лд [121]. Зависимость Л э от высоты точки включения транзистора и волнового сопротивления (при

Рис. 7.32. Зависимость от k

общей высоте li-\-l2=2 м) и токе коллектора 3 мА приведены на рис. 7.33.

Анализ результатов расчета Аэ при /i = /2, т. е. при отсутствии направленности в горизонтальной плоскости позволяет выявить некоторые закономерности. При размещении транзистора в основании АУ наибольщее влияние на Аэ оказывают длина k и ток коллектора (см. рис. 7.32),причем максимальные значения Лэреализуются при максимальных, значениях обоих параметров. Волновое сопротивление w менее критично влияет на Лэ, его можно выбирать по конструктивным соображениям, причем Лэ несколько увеличивается при уменьще-нии W (рис. 7.33, кривые /, 5). Это объясняется увеличением Кг и уменьшением Zay. В 10-кратной полосе перепад Лэ не превышает 2 раз. Для дальнейшего увеличения Лэ целесообразно применять каскодный эмиттер-ный повторитель (вместо обычного) с повышенным значением Кг и пониженным входным сопротивлением Zay [125].

Наличие частотной зависимости Лэ объясняется зависимостью от частоты выходного сопротивления эмит-терного повторителя, так как кд при / 0,2Л.дгин практически частотно-независима.

Подъем точки включения транзистора на высоту li= =0,5 м позволяет в 10-кратной полосе частот получить максимальную нестабильность Лэ не хуже 3 дБ (рис. 7.33, кривая 2), а при подборе (уменьшении от 300 до 200 Ом) волновых сопротивлений секций h .и k максимальная нестабильность Лэ не превышает 1 дБ (рис. 7.33, кривая 6). При дальнейшем подъеме точки включения транзистора, т. е. увеличении li, и сохранении постоянным параметра ;i--;2=2 м, Лэ в высокочастотной части диапазона уменьшается и тем быстрее, чем больше h независимо от волновых сопротивлений секций (рис. 7.33, кривые 2, .?, 7, 8). В низкочастотной части диапазона Лэ остается примерно прежним. Положительное воздей-