на лучше совпадают с экспериментальными данными результаты для (7.11).

Формулы (7.10), (7.11) дают возможность рассчитывать входное сопротивление малогабаритных щелевых антенн и выбирать геометрические размеры собственно антенны малогабаритных щелевых АУ. На рис. 7.1 приведены полученные по этим формулам частотные зависимости характеристик при указанных в нодрисуночных подписях размерах собственно антенны. Показанные на рисунке штриховой линией экспериментальные результаты получены прн размерах экрана щели 0,2X0,5 Хер и относятся к варианту 4. Как видно из рис. 7.1, совпадение расчетных и экспериментальных данных хорошее. Расчетные и экспериментальные результаты получены для средних точек щели в раскрыве резонатора (т. 1-i на рис. 7.1). Возбуждение в другом месте менее эффективно при малых размерах антенны.

Дальнейшие исследования малогабаритной щелевой АУ показали, что минимальные размеры собственно антенны, при которых АУ обеспечивает полосу пропускания но мощности около 0,1 /ср (fcp=115 МГц), соответствуют варианту 4 на рис. 7.1. Отметим, что реализуемую полосу пропускания пассивной антенны таких размеров можно приближенно определить [82] по формуле

Д /ср(2я/Дср)=0,03. (7.12)

Конструкция АУ показана на рис. 7.2. На этом рисунке 1 - металлический корпус, в котором размещен усилитель с цепями согласо ания, 2 - часть возбудителя собственно антенны. Металлический корпус усилителя является другой частью возбудителя и имеет со стенкой полости, примыкающей к щели, гальванический контакт в месте, обозначенном цифрой 3. Обе части возбудителя расположены непосредственно в раскрыве щели, так как для рассматриваемых частот полость представляет собой запредельный волновод. Усилитель имеет 50-омный коаксиальный выход {4), закреплен- Рис. 7.2. Конструкция АУ

гго

Ъ.9и (1,5и)

ГПгЭА Выход ЧКТЪ81А)

Рис. 7.3. Схема усилителя

НЫЙ на торцевой стенке полости. Такая конструкция [115] исследовалась с тремя типами транзисторов: ГТ329А, КТ382А и КП350Б. При выборе типа транзистора, схемы его включения и режима питания принимается во внимание целый I 7 \ I ряд факторов, частично уже

рассмотренных в § 6.3 (с точки

зрения обеспечения максимальной линейности АУ ). Кроме того, выбор типа транзистора определяется прежде всего требованиями к чувствительности приемной системы, для которой разрабатывается данная АУ, уровнем внешних шумов, а также характеристиками собственно антенны. Схема усилителя на полевом тетроде КП350Б рассмотрена в § 6.3 (рис. 6.7). Схемы усилителей на транзисторах ГТ329А и КТ382А показаны на рис. 7.3 (номиналы элементов для схемы на транзисторе КТ382А даны в скобках). Усилители выполнены на печатных платах размерами 20X40 мм. На этих же платах размещены схемы согласования. Режим питания транзисторов выбран с возможно большим током эмиттера, так как при этом обеспечивается наилучшая линейность для биполярных транзисторов [104, 105], а на входе схем реализовано оптимальное согласование. Максимальный ток эмиттера /эо (и максимальное напряжение С/кэ) ограничиваются необходимым запасом по рассеиваемой мощности и выбраны соответственно 5 мА и 4 Б для ГТ329А и 8 мА и 5 В -для КТ382А. Питание усилителей осуществляется по центральному проводнику коаксиального кабеля, подключенного к высокочастотному выходу АУ, напряжением 6 В, которое вводится в линию передачи с помощью специальных устройств, рассмотренных в § 7.5. Цепи термостабилизации обеспечивают стабильность характеристик усилителей в диапазоне температур -60 ... --60°С. Приведем S-параметры схем, измеренные на частоте /ср- Для усилителя на транзисторе ГТ329А

S = 0,51 L-76°; = 0,03 L320°; S =-5,0 L278°;

S = 0,17L-75°.

Для усилителя на транзисторе КТ382А:

5 = 0,50L-112°; 5,. = 0,05L325°;

S,. 9,8 L272°; S = 0,38 L-85°.

Расчетные шумовые параметры для транзистора ГТ329А,. необходимые для дальнейших расчетов: /умин1, gof = 10 ммО, 6о/=-5 ммО, Sf=0,3.

Отметим, что е=/у М1ш/(45г)=0,8, т. е. удовлетворяет условию (5.31).

Согласование выхода АУ с линией передачи, как отмечалось в гл. 5, не является проблемой и легко обеспечивается в полосе частот (например, fcp ±10 МГц) обычными средствами.

На рис. 7.4 показаны рассчитанные для усилителя на транзисторе ГТ329А окружности постоянной чувствительности, характеризуемой эффективной шумовой температуры приемной системы Т'с, которая приведена к сопротивлению излучения собственно антенны R. Расчеты проведены для приемника с riip=9000 К и уровня внешних шумов Г=1000К по методике, рассмотренной в § 5.2 ... 5.4.

Окружности постоянной Т'с ограничивают области, сопротивлений Zi-i (рис. 7.5), обеспечиваюшие чувствительность приемной системы меньше значения, характеризуемого Т'с. Связь между Т'с и чувствительностью-приемной системы но напряженности поля можно установить из выражения (5.3). Сравнительно большие значения Т'с для окружностей на рис. 7.4 (5000, ЮОООК и т. д.) относительно малого значения Т'умин (около ЗООК) объясняются малым к. п. д. собственно антенны (около 0,2), который учитывается при пересчете эффективной шумовой температуры Тс к Т'с {Т'с=Тс1ца) Трансформацию малого входного сопротивления собственно антенны [Za= (0,4--]30) Ом] в область, ограниченную, например, окружностью Г'с= 10000 К, можно-осушествить Г-образным емкостным звеном, образующим с индуктивностью собственно антенны параллельный резонансный контур (рис. 7.5,а, усилитель по схеме на рис. 7.3). Большую полосу пропускания можно реализовать, если согласующую схему выполнить в виде, двухконтурного фильтра (рис. 7.5,6). Кривая Zi i на рис. 7.4 показывает частотную зависимость полного сопротивления в т. /-1 со стороны собственно антенны (т. 1-1 на рис. 7.5,о) для первого случая.

Рис. 7.4. Окружности постоянной чувствительности для АУ на транзисторе ГТ329А

На рис. 7.6 показаны частотные зависимости Кв и Сотнау для описанной АУ на транзисторах ГТ329А и КТ382А при разных величинах чувствительности приемника с линией передачи, характеризуемого эффективной шумовой температурой Г'пр. Характеристики измерены по методике, изложенной в § 8.2. Кривая 1 на рис. 7.6 показывает относительный коэффищ^ент усиления АУ Goth ay- Как ВИДНО, полоса пропускания АУ по мощности, определенная по уровню коэффициента усиления полуволнового вибратора {GoTiiay=0 дБ), настроенного , иа

Вь/хпд

-Сг

О

выход --О

-Сг

Рис. 7.5. Схема АУ

я - с Г-образным согласующим звеном, б - с двухконтурным фильтром

частоту fcp, составляет 11 МГц (около 0,1 fcp). Практически такую же частотную характеристику величины GoTHay (кривая 7) имеет АУ на транзисторе КТ382А но схеме рис. 7.5,а. Большая эффективность и большая избирательность АУ могут быть достигнуты при выполнении согласующего звена но двухкоптурной схеме, показанной на рис. 7.5,6. Частотная зависимость относительного коэффициента усиления такой АУ на транзисторе КТ382А показана иа рис. 7.6 (кривая 8). Для сравнения, на этом же рисунке показана частотная зависимость относительного коэффициента усиления собственно антенны (кривая 6), согласованной с линией передачи на частоте fcp с помощью Г-образного звена {Kciu<l,5).

Кривые 2-5 на рис. 7.6 показывают изменение Кз-при улучшении чувствительности приемника (riip= =40000, 9000, 3600, 900 К соответственно).

Для АУ во многих случаях может быть полезен такой параметр, как мера шума АУ относительно опорной антенны - May. Она определяет эффективную шумовую, температуру Т'щ выше которой (при увеличении Гпр) использование АУ улучшает чувствительность приемной системы но сравнению с ее чувствительностью при использовании опорной антенны. Меру шума Л^ау можно-определить но результатам измерений Оотнау и Т^ау или но результатам измерения коэффициента эффективности (§ 8.2, 8.4). Как бидно из рис. 7.6, АУ (но схеме на рис. 7.5,а, на транзисторе ТТ329А) имеет относительно полуволнового вибратора меру шума Л1ау<9000 К (кривая 5) в диапазоне частот примерно fcT±2 МГц, или, например, относительно опорной антенны, усиление

которой на чем усиление го вибратора.

4 дБ хуже, полуволново-мера шума Мау^ЗбОО к (кривая 4) частот при-МГц. Нако-

-4 4 8 г,мга

в диапазоне мерно fcp ±6

нец, для опорной антенны на 10 дБ худшей по уси-

Рис. 7.6. Зависимости коэффициента эффективности и относительного коэффициента усиления АУ от частоты

дению, чем полуволновый вибратор, мера шума М^у^ 3900 К в диапазоне частот .fcpdhlO МГц. Следовательно, например, в последнем случае, использование АУ будет приводить к улучшению чувствительности приемной системы относительно ее чувствительности -с такой опорной антенной в полосе частот fcp±10 МГц при использовании приемников, для которых Г'прЭОО К- Сравнение экспериментальных данных К^, показанных на рйс. 7.6, и результатов теоретического расчета оптимального согласования (рис. 7.4) показывает хорошее -совпадение результатов расчета и измерений. Действительно, по рис. 7.4 при Г'пр=9000 К (для которой проведен расчет) Г'с приемной системы с АУ меньше 10000 К в пределах частотного диапазона примерно МГц. Учитывая, что Т'с приемной системы с опорной антенной равна Г'пр-1-Г= 10000 К, получим, что тео-.ретически Кэ для Г'пр=9000 К должен быть больше еди-.ницы (относительно полуволнового вибратора) в диапа-.зоне частот fcp±2 МГц, что подтверждено экспериментально кривой 5 (Г'пр=9000 К) на рис. 7.6.

На рис. 7.7 показаны экспериментальные диаграммы направленности АУ на частоте fcp, снятые при установке ;на экране размерами 0,2X0,5 Хер. Кросс-поляризационная составляющая поля АУ подавлена примерно на 20 дБ. Поляризационные характеристики измерены по

350 О

Рис. 7.7. Диаграммы направленности АУ

--плоскость Е,---плоскость и

методике, изложенной в § 8.3. Хорошее подавление кросс-поляризационной составляющей поля у малогабаритных щелевых АУ наблюдается вплоть до размеров 2/=1/30-1/50 Хер, если при этом размер а (рис. 7.1) в два и более раз меньше продольного. Так, для щелевой АУ с размерами 2/=7зоср, =о=770?ср подавление кросс-поляризационной составляющей поля составило около 13 дБ. Полоса пропускания по мощности такой АУ, выполненной на КТ306В по схеме, аналогичной схеме на рис. 7.5,с, составляет около O.Olfcp (по уровню 0,5). а коэффициент усиления практически такой же, как у пассивных щелевых антенн, размеры которых примерно на порядок больше.

7.2. ДВУХДИАПАЗОННАЯ АНТЕННА

Рассмотрим устройство двухдиапазонной антенны на основе малогабаритной щелевой АУ для одновременной работы в метровом (MB) и дециметровом (ДМВ) диапазоне волн. Действительно, размеры собственно антенны малогабаритной АУ (рис. 7.2) являются резонансными для частот около 6/ср, поэтому в полости можно разместить элементы возбудителя пассивной резонансной антенны ДМВ диапазона. Конструктивные воплощения этой задачи могут быть разными, однако при таком объединении возникают две проблемы. Первая связана с тем, что полость разделена на две части возбудителем MB диапазона и, как указывалось в § 7 1, смещение усили теля к торцу полости недопустимо. Вторая проблема возникает в том случае, если пассивный канал антенны должен работать с передатчиком, выходная мощность которого значительно превышает предельно допустимую мощность для транзистора усилителя MB диапазона (около 100 мВт). Обе эти проблемы решены в устройстве, показанном на рис. 7.8, 7.9. Два возбудителя ДМВ диапазона (/, 2) расположены симметрично относительно возбудителя MB диапазона (5) и соединены 50-омны-ми жесткими коаксиалами {4, 5). Каждый возбудитель имеет элементы настройки {6, 7). Резистор Ro (рис. 7.9) позволяет осуществить широкополосное согласование в ДМВ диапазоне. Элементы Lo и Со являются элементами параллельного контура, предотвращающего влияние резистора Ro на характеристики АУ MB диапазона, конденсатор Сц - подстроечный.

Рис. 7.8. Конструкция двухдиапазон-ной антенны

Рис. 7.9. Схематическое представление элементов двухдиапазонной антенны по рис. 7.8

Как видно из рис. 7.10, такое решение обеспечивает /Сстг/<2,0 для ДМВ диапазона в полосе частот около-300 МГц, т. е. антенна является весыу1а широкополосной. При Ро=240 Oivi (/CcTt/<2,0 во всем указанном диапазоне) потери мощности на этом сопротивлении составили около 3 дБ.

Если для пассивного канала антенны ДМВ диапазона необходимо обеспечить согласование в двух относительно узких полосах частот (например для узкополосного приемопередатчика), то резистор Ro и эле!11енты Lo, Со и Сц не нужны. В этом случае элементы настройки {6 и 7 на рис. 7.8) возбудителей позволяют обеспечить хорошее согласование в двух отстоящих друг от друга на Д/ полосах частот вблизи 6/ср для данных размеров антенны. Величина А/ зависит от настройки возбудителей и может быть обеспечена порядка /ср- Типичная характеристика Kc-rv для такого устройства антенны показана на рис. 7.11. Дополнительную коррекцию частотной характеристики можно обеспечить с помощью конструктивных или

+ iw f,/irc(

Рис. 7.10. Зависимость Л^с tU от частоты для ДМВ диапазона с

Рис. 7.11. Зависимость /Сети от частоты для ДМВ диапазона без /?с

сосредоточенных настроечных конденсаторов Ci и Сг (рис. 7.9).

В другой конструкции двухдиапазонной антенны MB и ДМВ диапазонов (рис. 7.12) сам корпус усилителя MB диапазона служит возбудителем ДМВ диапазона. В этом случае необходимо обеспечить изоляцию корпуса усилителя (по сигналу ДМВ диапазона) от стенки полости и по-прежнему сохранить электрический контакт на частотах MB диапазона (это показано на рис. 7.12). Корпус усилителя сдвигается в поперечном сечении полости и соединяется со стенкой полости цепочкой L\, С\, которая настраивается в резонанс на частоту /ср-- Для обеспечения полосы пропускания в MB диапазоне порядка 0,1/ср одной цепочки L\, Ci с малой добротностью оказывается достаточно, -а лри необходимости таких цепочек может быть, например, две, настроенных в резонанс на частоты около 0,9/ср и 1,1/ср- Возбуждение корпуса усилителя на частотах ДМВ диапазона осуществляется через жесткий коаксиал, подсоединенный к корпусу усилителя через цепочку L2, С2, С3. Переменные конденсаторы С3 и С4 обеспечивают настройку в ДМВ диапазоне, а параллельный контур, образованный элементами 2, С2, настраивается в резонанс на частоту /ср и предот-

Выход

Выход

т

Рис. 7.12. Устройство двухдиапазонной антенны с возбуждением корпуса усилителя MB диапазона

Рис, 7.13. Зависимость /Сети от частоты для ДМВ диапазона для устройства на рис. 7.12.

/<и вращает влияние нагрузки ка-

нала ДМВ диапазона на работу АУ МВ диапазона.

Для сигнала ДМВ диапазона контур L2, Сг представляет собой небольшое реактивное (емкостное) сопротивление и вместе с перемен--itOffffifO 720 200 f,m ными конденсаторами Сз и С4

образует Г-образное звено, обеспечивающее, как указывалось, настройку канала ДМВ диапазона антенны. Дополнительно настройку можно обеспечить подвижной металлической пластинкой (см. рис. 7.12), имеющей контакт с корпусом усилителя. Емкость переменных конденсаторов Ci и Сг 4/20 пФ, а Сз и С4- 1/5 или 2/10 пФ, индуктивности Li и L2 - около 0,1 мкГ. Как видно из рис. 7.13, по сравнению с ранее рассмотренным вариантом (рис. 7.10) согласование в этом случае хуже, однако при этом нет потерь мощности, которые имеют место при наличии сопротивления R- Недостатком устройства, показанного на рис. 7.12, являются трудности обеспечения развязки между каналами МВ и ДМВ диапазонов, которая необходима при работе канала ДМВ диапазона в передающем режиме с большой мощностью. Защиту транзистора усилителя МВ диапазона можно обеспечить в этом случае только с помощью ограничительных диодов на входе усилителя МВ диапазона. Однако необходимо учитывать, что установка диодов прямо на выходе собственно антенны канала МВ диапазона, во-первых, нарушает согласование в ДМВ диапазоне, так как под воздействием просачивающейся мощности диоды меняют свое сопротивление и, во-вторых, может приводить к появлению дополнительных нелинейных искажений в МВ диапазоне. В связи с этим ограничительные диоды рекомендуется применять только при построении входной схемы МВ диапазона по типу двухконтурного фильтра и устанавливать так, как показано на рис. 7.5,6. В таком устройстве, во-первых, в точках установки диода обеспечивается определенная избирательность и уменьшается опасность взаимной и перекрестной модуляции и, во-вторых, диод практически не влияет на настройку канала