Во-вторых, измерения проводились при разных климатических условиях (в камерах тепла и холода) (см. рис. 6.8). Как видно, в АУ на биполярных транзисторах обеспечивается большая стабильность усиления. Для обеспечения такой стабильности в АУ на полевом транзисторе КП350Б необходимо во входные контура ввести несколько конденсаторов со специально подобранными зависимостями емкости от температуры (группы ТКЕ). Измерения нелинейных искажений в камерах тепла и холода производились по схеме на рис. 6.5. На измерительном приемнике определялось также изменение частотной характеристики усиления относительно нормальных условий. Прежде чем перейти к результатам измерений, оценим погрешность, вносимую в эти результаты непосредственным подключением источников сигналов Ui и U2 через малую емкость Ск (рис. 6.5). Сопротивление Rh в этой схеме служит для согласования линии передачи с генераторами сигналов Ui и U2, имеющими 75-омные выходы, и оно также выбирается равным 75 Ом. Емкость Ск в данном случае должна быть выбрана возможно минимальной, так как при измерении АУ с полевым транзистором, имеющим малую входную проводимость Увх (0,3-l-j3,l ммО), Ск определяет точность измерений. Минимальное значение Ск около 1 пФ. Параллельно проводимости собственно антенны Уа (0,45-j35 ммО) и проводимости Увх имеется проводимость Удар:

lnap-(-il) (0,02 +j 0,7) ммО.

Как видно, активная часть проводимости Упар на порядок меньше Уа и Увх для полевого транзистора (тем более биполярного) и практически не вносит во входные цепи АУ дополнительного затухания. Небольшая реактивная часть проводимости Упар компенсируется при подстройке входного контура АУ.

При измерениях в камерах тепла и холода напряжения Ui и Uz на входе АУ регулировались так, чтобы на входе приемника (согласованного с линией передачи) напряжения Ul и Uz были равны тем, которые обеспечиваются при помещении АУ в поле сигналов помех заданной напряженности. Величины Ui и U2, необходимые для имитации заданных напряженностей полей, можно определить по формулам (6.28), (6.29). Однако во многих случаях определение Aia, Azs и gau ga2 для АУ за-

трудняет процедуру определения динамического диапазона. При известной частотной характеристике коэффициента усиления АУ относительно эталонной антенны (полуволнового вибратора) С' Uz на выходе АУ можно определить по формуле

11 - - F 1 П

1, 2 г'д'-отнау!, 2>

где - действующая длина эталонной антенны (для полуволнового вибратора tp,K/n) на частоте /П/г); GoTuayi,2 - относительный коэффициент усиления АУ на частоте fi(f2)- Динамический диапазон АУ Daay можно определить по формуле (6.21) после измерения напряжения составляющей взаимной модуляции Спз и определения £1, £2 и £вз(£сэ) по выражению (6.22).

Отметим, что определение динамического диапазона через отношение YUPJU для АУ некорректно, так как Ul и и'2 зависят от избирательности входной и, главное, выходной цепи АУ, в то время как при измерениях нелинейных искажений приемных устройств Ui и U2, см. (6.1), характеризуют сигналы помех на входе приемника, т. е. до его избирательных цепей.

На рис. 6.9, где представлены типичные результаты измерений для одной из комбинаций частот fi, /2 н fn= =2/,-(р2, спектр которых показан на рис. 6.8, по горизонтальной оси отложены значения потребляемого АУ тока, который практически равен току эмиттера /эо (для биполярных) и току истока /ш (для полевых) транзисторов. Так как полевые транзисторы имеют значительный разброс параметров (по оптимальному режиму, обеспечивающему минимум нелинейных искажений), использовали несколько экземпляров транзисторов КП350Б из разных партий. На рис. 6.9 показаны результаты измерений для двух (/ и 2) транзисторов КП350Б из одной партии. Общие выводы по результатам измерений приводятся ниже. Как показали эксперименты, для АУ на биполярных транзисторах разброс результатов измерений значительно меньше, что связано и с отказом от обеспечения оптимального режима питания, который, как отмечалось, реализуется при очень малых токах эмиттера (менее 1,5 мА) и практически нецелесообразен [104].

Оптимальный режим питания для полевых транзисторов реализуется при значительно больших токах истока

30 10 70

о

Рис. 6.9. Результаты И31мерення составляющей взаимной модуляции в АУ на транзисторах ГТ329А, ГТ382А, КТ350Б

----+20°С.----60С,---+60°С

(рис. 6.10). С увеличением напряжения И^г^ растет и оптимальный ток истока (регулировался потенциометром R2 по схеме на рис. 6.7), при котором обеспечиваются минимальные нелинейные искажения, причем значение минимума почти не меняется, в то время как усиление транзистора (и АУ) существенно уменьшается при уменьшении (Ус и и увеличении тока истока. При оптимальном токе истока усиление транзистора уменьшается еще незначительно, iTO делает целесообразным использование оптимального режима, который следует выставлять индивидуально для каждого экземпляра транзистора и который, как показали эксперименты, не остается постоянным при изменении температуры окружающей среды. Действительно, из рис. 6.9 видно, что при изменении температуры в пределах -60 ... -1-60°С необходима перестройка режима питания для полевого транзистора, так как значение оптимального тока истока при этом изменяется и не совпадает с изменением тока схемы. Обеспечение же такого совпадения является весьма сложной задачей, так как ширина оптимума ио току истока весьма невелика. Кроме того, при уменьшении тем-

Uni,de/NKff

ю о

о

24 1,nA

Рис. 6.10. Зависимость коэффициента усиления (Gay) и составляющей взаимной модуляции 1/пз от тока питания для АУ на транзисторе КП350Б

----си * в,---(7дц=5,5 В; G в относительных единицах

пературы окружающей среды нелинейные искажения для полевого транзистора возрастают и даже минимальное их значение становится примерно таким же, как и для биполярных транзисторов. Этот эффект связан частично с увеличением усиления полевого транзистора приумень-щении температуры окружающей среды. Отметим, что относительные изменения коэффициента усиления и уровня щумов в АУ на полевом транзисторе от температуры окружающей среды значительно меньше (на порядок и более) изменений уровня нелинейных искажений и вполне приемлемы для практики. Прежде чем привести общие выводы по результатам описанных экспериментов, отметим, что для полевых, тетродов в отличие от биполярных транзисторов режим по постоянному току можно выбирать с точки зрения не только максимальной линейности, но и оптимального соотношения между коэффициентами усиления и шума для обеспечения наилучшей чувствительности приемной системы, поскольку глубина минимума нелинейных искажений, как это видно из рис. 6.10, примерно одна и та же при различных оптимальных комбинациях напряжения Сси и тока /цо-

Как указывалось, наиболее полную информацию о помехозащищенности АУ можно получить из результатов измерений зависимости эквивалентной напряженности поля сигнала интермодуляции £сэ(£вз) от £n(£i, £2)- На

EtdB/(MKS/M) 70

Ъ%е 50,1

70f ,rfO/M

Рис. 6.11. Зависимость эквивалентной напряженности поля вз от напряженностей полей сигналов помех Ei=E2

----для комбинации .частот /.i-ll? МГц. h=l23 МГц, fn=lll МГц;

--- fi=117 МГц. /г=120 МГц, / =114 МГц;---/,=186 МГц /s=75 МГц,

/ =111 МГц

рис. 6.11 показаны такие зависимости для АУ иа транзисторах ГТ329А, КТ382А и КП350Б (по схемам на рис. 6.7, 7.3). На этих графиках можно выделить режимы слабого и сильного сигнала. В режиме слабого сигнала имеет место кубический для взаимной модуляции третьего порядка (и квадратичный для взаимной модуляции второго порядка) закон возрастания Евв от Ев, в режиме сильного сигнала этот закон не соблюдается [112]. Например, для комбинации 2ХИ7 МГц-123 МГц= =111 МГц для АУ иа транзисторе ГТ329А режим слабого сигнала имеет место при папряженностях полей Е\= =£2 не более 300 мВ/м ( 110 дБ), для АУ на транзисторе КТ382А -не более 400 мВ/м, КП350Б -не более 500 мВ/м. Интервал взаимной модуляции [112] или, что

то же самое, динамический диапазон по взаимной модуляции можно определить либо относительно уровня собственных шумов АУ, либо относительно другого определенного уровня эквивалентной напряженности поля, равного, например, чувствительности приемной системы по напряженности поля, в которой работает данная АУ. Например, для £смш1=3 мкВ/м динамический диапазон для комбинации типа /i=117 МГц, 2=120 МГц составляет для АУ иа транзисторах ГТ329А, КТ382А и КП350Б соответственно 90, 92 и 95 дБ и для комбинации второго порядка типа fi=:186 МГц, /2==75 МГц соответственно 94, 98 и 116 дБ. Как видно из рис. 6.11, выигрыш в нелинейных искажениях в АУ на полевом тетроде КП350Б тем больше, чем больше расстройка частот помех от полосы пропускания АУ.

Выводы, которые следуют из анализа результатов измерений (иллюстрированных частично рис. 6.6, 6.8- 6.11), заключаются в следующем,.

1. В АУ на полевых транзисторах (типа КП350Б) выигрыш в нелинейных искажениях относительно АУ на биполярных транзисторах (типа ГТ329А, КТ382А) при попадании частот помех в полосу пропускания реализуется только при обеспечении оптимального режима питания. При этом уровень составляющей взаимной модуляции третьего порядка для неоптимизированных схем на полевых тетродах (типа КП350Б) примерно такой же, как и для биполярных транзисторов (типа ГТ329А, КТ382А).

Из биполярных СВЧ транзисторов меньший уровень нелинейных искажений позволяют реализовать кремниевые транзисторы (на 5 ... 10 дБ по сравнению с германиевыми) .

2. Оптимальный режим питания следует подбирать индивидуально для каждого экземпляра полевого транзистора, причем оптимальный ток стока (истока) значительно больше, чем оптимальный ток коллектора (эмиттера) для биполярных транзисторов, и зависит от напряжения сток - исток.

3. Уровень нелинейных искажений для полевых транзисторов существенно увеличивается при уменьшении температуры окружающей среды до -40 ... -60°С и становится больше уровня нелинейных искажений для биполярных транзисторов на 5 ... 15 дБ, который слабо зависит от температуры окружающей среды.

в заключение этого раздела остается ооъяснить, почему уровень нелинейных искажений для схем на нолевых транзисторах (без оптимизации режима питания) не меньше, чем для схем с биполярными. Это связано с тем, что в испытуемых АУ высокоомный вход нолевого транзистора согласован с сопротивлением источника сигнала (собственно антенной). При условии же согласования в тракте от одного и того же источника сигнала на входе биполярных транзисторов развивается напряжение значительно меньшее, чем на входе полевых транзисторов. Отличие (при согласовании по мощности) составляет, очевидно, (Рвхп/-вхб), где Рвхп -входное сопротивление полевого транзистора и Рвхб -входное сопротивление биполярного транзистора, т. е. считая ?Ехп^2 кОм и /?вх 60,1 кОм, получим, что минимальное отношение напряжений в согласованных схемах равно 12 ... 14 дБ, что приводит к ухудшению уровня составляющей взаимной модуляции второго порядка на 24 ... 28 дБ и третьего порядка на 36 ... 42 дБ.

Таким образом, в резонансных АУ, особенно в тех случаях, когда согласование собственно антенны с усилительным прибором близко к согласованию по мощности, полевые транзисторы (типа КП350Б) могут обеспечить выигрыш по нелинейным искажениям относительно биполярных (тина ГТ329А, КТ382А) только- при оптимальном режиме питания. В нерезонансных АУ нолевые транзисторы должны обеспечивать значительно лучшую линейность но сравнению с биполярными даже без оптимизации режима питания. Окончательно вопрос выбора транзистора с точки арения нелинейных явлений следует решать также с учетом того, что полевые транзисторы позволяют обеспечить в схемах существенно лучшую избирательность.

Глава 7

РАСЧЕТ И КОНСТРУИРОВАНИЕ НЕКОТОРЫХ ТИПОВ АНТЕНН-УСИЛИТЕЛЕЙ

В предшествующих главах книги рассмотрены общие вопросы оценки эффективности использования АУ в радиоприемных системах и особенности расчета АУ для диапазонов ДВ, СВ, KB, нижней части

диапазона УКВ (нерезонансные АУ) и диапазонов более коротких волн (резонансные АУ). Обзор развития техники АУ, данный в гл. 1, и рассмотренные в гл. 2 и 4 примеры конструкций АУ дают определенное представление о принципах их проектирования и показывают большое разнообразие их конструкций. В данной главе рассматривается еще несколько примеров расчета и конструирования АУ для профессиональной радиоаппаратуры, к характеристикам которых при проектировании предъявляется обычно целый комплекс разнообразных требований, причем требования к электрическим характеристикам, как правило, экстремальны. Экстремальные требования к чувствительности и полосе пропускания АУ можно реализовать иа основе анализа, развитого в гл. 4-6. Повышенная чувствительность приемной системы, и сравнительно широкая полоса пропускания при малых размерах конструкции являются главными преимуществами АУ перед пассивными антеннами, поэтому достижению таких экстремальных характеристик уделяется основное внимание и в этой главе. Вопросы обеспечения помехозащищенности АУ освещены в гл. 6, однако определенное внимание этим вопросам уделяется и здесь.

Конечно, разнообразие конструкций АУ даже для какой-либо одной конкретной приемной системы настолько велико, что нельзя привести хотя бы кратко примеры расчета и конструирования, исчерпывающие все проблемы, однако, по крайней мере, на нескольких примерах в этой главе показано, что в каждом конкретном случае имеется оптимальный путь реализации заданных требований, в основе которого лежит теоретический анализ (гл. 3-6) и известные способы расчета и конструирования антенных и усилительных устройств [66, 90, 91, 95, 96, 105, 113].

7.1. МАЛОГАБАРИТНАЯ ЩЕЛЕВАЯ АНТЕННА-УСИЛИТЕЛЬ

Проблема уменьшения размеров щелевых антенн особенно актуальна в метровом диапазоне волн. Уменьшить габариты устройств позволяет интеграция щелевых антенн с усилительными приборами. При таком решении отпадает к тому же необходимость усложнять форму щелей, что иногда делают для уменьшения размеров антенны.

г? Г,0 V 7,1Л^/Л

0,3 7,0 V 1.1Ла/Х

Рис. 7.1. Зависимость входных сопротивлений малогабаритных щелевых антенн от частоты

/ -2/=0,22Я^р, с=0,0281ср, h=0,029;.cp; 2 - 2;=0,Il?i,p. о=0,С128?р. ?г=0,125?р;

- -..... ----...... 4 -2;=0,iacp, с=0,028?ср. h=0,029;i p:

расчет. --- экспери-

3 2;=o,iap, о=о,о58;ср, h=o,o29;i,

5 -2г=0,1а^.р. =0,028?р, ft=0,0I25?i.jp (. мент (4))

Щелевые антенны размеров меньше резонансных имеют индуктивное входное сопротивление, что в метровом диапазоне волн необходимо для согласования с усилительным прибором. В этом разделе рассматриваются расчет и конструирование шелевой АУ одностороннего излучения с размерами примерно в 5-7 раз меньше резонансных и полосой пропускания по мошности O.lfcp- Пассивная шелевая антенна таких размеров позволяет реализовать полосу пропускания, в 3 раза меньшую.

Частотные зависимости входных сопротивлений ше-левых антенн резонансных размеров хорошо исследованы [66, ИЗ], однако входное сопротивление щелевых антенн одностороннего излучения электрически малых размеров существенно отличается от входного сопротивления исследованных вариантов, поэтому получим формулу для расчета входного сопротивления таких антенн. Определим частотную.зависимость.входного сопротивления щелевой антенны малого размера с односторонним излучением при различных линейных размерах 2/, а, h (рис. 7.1). Представим это сопротивление параллельным соединением сопротивлений короткозамкнутого отрезка волновода, образующего примыкающую к щели полость, Zu и собственного ПОЛНОГО сопротивления щели .щг

а=2щгп/(щ--2п). (7.1)

Величина 2щ для бесконечного экрана [66] определяется через параметры эквивалентного вибратора:

2щ=2(60я)2/гв, (7.2)

где Ze=Pb+jb - полное сопротивление эквивалентного вибратора:

Р п (2fe/)-(a/fe)sin(2feM) .

Ав-Рв ch(2fe/) -cos(2fefei/)

V sin(2fefe./)+(a/fe)sh(2fe/)

в- JPb ch (2fe/) - cos (2feM)

-- (7.5)

J sin (2kkil)

2kk,l

k=2n/k - волновое число; ki - поправочный коэффициент [66],

R ==SO.\lllf (7.6)

- сопротивление излучения вибратора, отнесенное к току в пучности;

Рв==120[1п(2 г)-1] (7.7)

- волновое сопротивление вибратора; г=а/4 -г радиус эквивалентного вибратора.

Сопротивление полости, закрывающей щель с одной стороны, можно рассчитать как сопротивление коротко-замкнутого отрезка волновода [114]:

где постоянная распространения при отсутствии потерь у,=(27:/4/)11-(4 Я)=. (7.9)

Формулы для расчета Za=i?a+j-a имеют вид:

{AR) + (X R\ + X X\-AX)-

у AWnXn - AXXr, (,XnR\ + ХпХ% - АХ)

(AR)- + (XR\+X X-AX)

где Л=7200 я; а величины Яъ, Х-в и Хд, входящие в выражения (7.10) и (7.11), определяются по формулам (7.3), (7.4) и (7.8). Заметим, что выражения (7.1), (7.2) и (7.10), (7.11) справедливы, когда щель прорезана в бесконечном экране. При ограниченных размерах экра-