Рис. 5.7. Окружности постоянного отношения tc/tc мин для транзистора КТ382А, Г'пр=1000 К

Полученные соотношения для определения проигрыша в чувствительности приемной системы -при согласовании предусилителя или усилителя в АУ по усилению или по шуму относительно чувствительности приемной системы при оптимальном согласовании,: а также графики на рис. 5.1-5.3 позволяют npn.nsBecnfHbix условиях согласования усилителя по усилению и';по:шуму оценить возможный проигрыш в чувствительности и решить вопрос о том, удовлетворительны ли в.каждом конкретном случае традици15нные виды согласования по усилению или по шуму или необходимо обеспечить оптимальное согласование усилителя с учетом шумов последующего за ним тракта.

ЬА. НЕКОТОРЫЕ ПРИМЕРЫ ОПТИМАЛЬНОГО СОГЛАСОВАНИЯ

Результаты расчетов проигрыша в чувствительности приемной системы при согласовании по максимальному усилению, минимальному коэффициенту шума и шумовому числу усилителя- относительно оптимального согласования для СВЧ транзистора М2519,. шумовые и

сигнальные Характеристики которого приведены в [94] для частоты 1,3 ГГц, показаны на рис. 5.4. Проигрыш П определялся при расчетах по-выражению

П=с/сшш-1, (5.75)

где to - ОШТ системы при данном виде согласования, т. е. как (П-1) по сравнению с формулами (5.68), (5.71), (5.73) и (5.74). Как видно из рисунка, при весьма высокой чувствительности приемника (7пр< <200.. .300 К) наиболее близким к оптимальному является согласование усилителя по шуму, в диапазоне 300 К<?пр-<8000 К- по шумовому числу усилителя My, а при более высоких значениях Г'пр -по усилению. Оптимальное согласование и согласование по шумовому числу совпадают при Гпр=Л1у мин= 3,32. Отметим также, что при Г'пр=Г'прор=5300 К согласование усилителя по усилению и по шуму совпадают.

В рассмотренном случае условия согласования усилителя по усилению и по шуму довольно близки (рис. 5.5). Тем не менее, при Т'пр<2000 К проигрыш в чувствительности приемной системы при согласовании по усилению может доходить до 60%, а при Т'пр>8000 К проигрыш при согласовании по шуму может доходить

/7,%

т

ООО 1000

5000 10000 20000 rf. и

Рис. 5.8. Зависимость проигрыша в чувствительности приемной системы от У'др для транзистора ГТ362А (/80=2,5 мА, f- 3=5 В), /= =330 МГц

---согласование по усяленню,---по шуму,---по шумовому

числу

Рис. .5.9. Окружности постоянного отношения tdtc мин для транзистора ГТ362А, Гпр=1000 К

ДО 20%. На рис. 5.6-5.9 представлены графики, аналогичные приведенным-на рис. 5.4, 5.5 для усилителей на других транзисторах. Из рис. 5.4, 5.6 и 5.8 видно, что при fnp<3.. .5 согласование усилителя по шуму дает незначительный проигрыш в чувствительности приемной системы относительно оптимального согласования. Здесь приведены результаты расчетов лишь для трех транзисторов, однако можно ожидать, что это справедливо для современных СВЧ транзисторов на частотах, не слишком близких к граничным частотам транзисторов /т. Таким образом, в некоторых случаях можно считать приемлемым для практики рекомендуемое во многих работах [10, 23, 24, 40] согласование усилителя с собственно антенной в АУ по шуму, однако только при условии применения очень хороших приемников, а в диапазоне ДМВ (и в диапазонах более коротких волн) и коротких линий передачи между АУ и приемником.

На рис. 5.5 приведены окружности постоянной чувствительности приемной системы (c=const) для tnp-

=Л4умин=3,32 (Г'пр 1000 К), т. е. для случая, когда оптимальное согласование и согласование по шумовому числу совпадают. Если сравнить рис. 5.5 с рис. 8 из работы [94], где приведены окружности постоянного шумового числа My, то можно видеть, что окружности равных отношений tdtcwmH и Му/Муыин, естественно, не совпадают, хотя оптимальные иммитансы (Кос и /Сом) в данном случае (при Гпр=ЛГу мин) совпадают. Отметим, что на рис. 8 в работе [94] результаты расчетов приведены на диаграммах Вольперта для полных проводимостей, в то время как здесь - для полных сопротивлений, что объясняет симметрию результатов относительно центра диаграммы Вольперта.

Графические построения окружностей различных чув-ствительностей приемной системы при заданном Гпр (например, Гпр=3,33 для рис. 5.5, 5.7, 5.9) позволяют решить один из двух возможных вариантов задачи оптимального согласования в полосе частот. Другая поста новка задачи возникает тогда, когда необходимо определить допустимую чувствительность приемника при заданной чувствительности приемной системы. Решение задачи такого типа иллюстрируется рис. 5.10, на кото-

Рис. 5.10. Окружности постоянной чувствительности приемной системы (7с=5500 К) для транзистора КТ382А

ром показаны окружности постоянной чувствительности приемной системы Гс=5500 К для того же усилителя на транзисторе КТ382А при различных чувствительностях приемника (Гпр=100, 5000, 10000 и 20000 К). Как видно, радиусы окружностей постоянного отношения Тс/Тс мин мало зависят от Тс, в то время как радиусы окружностей постоянной величины Тс (в данном случае 5500 К) существенно зависят от нее. На рис. 5.10 показана также линия перемещения оптимального полного сопротивления источника Zoc при изменении Г'пр от 100 до 20 ООО К. Крайние точки близки к оптимальным полным сопротивлениям согласования по усилению (Zog)

и по шуму (Zof).

В заключение этого раздела приведем порядок расчета параметров оптимального согласования источника (собственно антенны) с усилительным прибором, т. е. величин оптимального иммитанса и параметров окружностей постоянной чувствительности приемной системы.

Исходными данными для такого расчета являются 4 усилительных и 4 шумовых параметра усилительного прибора: Gy макс-максимальный номинальный коэффициент усиления усилителя АУ, So - крутизна изменения усиления, Yog=gog-{-]t>og, (Zog) - оптимальная полная проводимость (сопротивление) согласования по усилению (5.14), (5.15), умип-минимальная ОШТ усилителя в АУ, Sp - крутизна изменения ОШТ (коэффициента шума), Yof-gof-{-ii>of, (Zof)-оптимальная полная проводимость (сопротивление) согласования по шуму. Эти параметры определяют из экспериментальных данных или рассчитывают по эквивалентным схемам усилителя (транзистора) на крайних частотах рабочего диапазона, или, если АУ относительно уэкополосна, - на одной частоте. Бели усилитель в рабочем диапазоне частот не абсолютно устойчив, то исходными усилительными параметрами являются: m - инвариантный коэффициент обратной передачи (5.9), k-инвариантный коэффициент устойчивости (5.10), ieg - крутизна изменения усиления (5.16), )og(-*;og) - мнимая часть оптимальной полной проводимости (сопротивления) для согласования по усилению.

Все перечисленные выше нарамстры усилителя зависят от режима питания по постоянному току, который, наряду с оптимальным согласованием, дает возможность дополнительно оптимизировать АУ и улучшить чувст-

вительность приемной системы. Однако режим питания по постоянному току целесообразно оптимизировать для достижения максимальной линейности усилителя в АУ, поскольку для приемной системы он является первым источником перекрестной и взаимной модуляции. Обычно требования к линейности усилителя в АУ очень высоки, а оптимизация режима питания усилителя по линейности значительно отличается (с точки зрения параметров /эо, Ujs) и др.) от оптимизации по максимальной чувствительности. В то же время, как показывает практика, проигрыш в чувствительности приемной системы вследствие неоптимальности режима питания усилителя в АУ не представляет обычно альтернативы к оптимальному согласованию, а выигрыш в линейности при правильном выборе режима питания, особенно при использовании полевых транзисторов (см. гл. 6), весьма велик. Поэтому, если требования к взаимной и перекрестной модуляции в АУ высоки, оптимальное согласование в АУ (конечно, наряду с правильным выбором собственно антенны и типа транзистора) является главной и единственной основой реализации необходимой чувствительности приемной системы. Затем производят расчет областей оптимального согласования по формуле (5.54) и (5.55) для определения оптимального иммитанса и расчет по формулам (5.63) - (5.66) для определения параметров окружностей при заданных tnj, и tc. Результаты подобных расчетов иллюстрированы рис. 5.5, 5.7, 5.9, 5.10. На этих же графиках целесообразно построить окружности границ устойчивости усилителя (если он условно устойчив) [91, 961. Часть площади на диаграмме Вольперта, общая для этих окружностей, определяет область иммитанса источника (собственно антенны), обеспечивающую выполнение заданных требований.

Конечные проблемы создания АУ связаны с задачей синтеза такой пассивной части АУ, иммитанс которой находится внутри указанной области в рабочем диапазоне частот (и максимально далек от нее при отклонении от рабочего диапазона). Как указывалось, при широкополосном согласовании окружности рассчитывают для нескольких частот (обычно для двух крайних частот рабочего диапазона). Примеры практического выполнения некоторых АУ с учетом как требований по согласованию, так и требований по взаимной и перекрестной модуляции, приводятся в гл. 6, 7,

5. О ШИРОКОПОЛОСНОСТИ РЕЗОНАНСНЫХ АНТЕНН-УСИЛИТЕЛЕЙ

Возможность реализации широкой полосы пропускания, особенно при малых габаритах собственно антенны, является одним из преимуществ АУ перед пассивными антеннами. Резонансные АУ, так, же как и нерезонансные, позволяют обеспечить большую полосу пропускания, чем пассивные антенны таких же размеров. Однако прежде чем перейти к количествеиньш критериям, необходимо остановиться на понятии полоса пропускания антенны (и АУ). Под ней в самом общем случае понимают ширину взаимосвязанного частотного диапазона, в пределах которого антенная характеристика или свойства антенны отличаются от заданных не больше, чем на заданную величину [101]. В соответствии с этим определением, как отмечается в [81], можо различать много типов полос пропускания. В [101], например, полоса пропускания по полному сопротивлению определяется как такой взаимосвязанный частотный диапазон, в пределах которого изменения от частоты полного сопротивления антенны, подсоединенной к линии передачи, не приводят к превышению рассогласования этого сопротивления относительно волнового сопротивления кабеля заданного граничного значения. Для пассивной антенны полоса пропускания по иммитансу и полоса пропускания по мощности связаны в неявной форме известной зависимостью:

К„ - + Т Re (Кр) Re (К,)

где Кр-коэффициент прохождения мощности в нагрузку; Ко, Ка - иммитансы нагрузки и источника (антенны) соответственно.

Полоса пропускания по иммитансу АУ, т. е. согласование выхода АУ с линией передачи, обычно не представляет проблемы, так как .выходное сопротивление АУ можно согласовать, например, с 50-омной линией передачи в полосе частот значительно более широкой, чем рабочая полоса пропускания по мощности (по чувствительности или др.), определяемая условиями согласования собственно антенны с усилителем.

АУ позволяют реализовать большую полосу пропускания (и по мощности, и по шуму) по двум причи-

нам. Первой является исключение многих промежуточных звеньев и. прежде всего, линии передачи между собственно антенной и усилителем в АУ по сравнению с обычной схемой приемной системы антенна-линия передачи - приемник (усилитель). Второй причиной является то, что с изменением иммитанса источника в диапазоне частот усилительные и шумовые свойства систем антенна - пассивная нагрузка и собственно антенна - усилитель в АУ меняются по-разному . Следует отметить, что приемную систему с пассивной антенной не всегда можно представить в виде соединения антенны с пассивной нагрузкой, так как приемник с линией передачи яБляется, в общем, также активной нагрузкой. Однако если (как в рассматриваемом случае) вход приемника .во всем рабочем диапазоне согласован с линией передачи, или (и) если линия передачи обладает заметными потерями, то такое представление справедливо.

Известные утверждения о том, что полоса пропускания резонансных АУ значительно шире полосы пропускания пассивных антенн таких же размеров при любых характеристиках усилительных приборов в диапазонах частот ниже 300 МГц [10, 81], основаны на том, что полоса пропускания пассивной антенны определяется как долоса пропускания по мощности, и при этом не принимаются во внимание внешние шумы, поступающие в приемную систему, а полоса пропускания АУ определяется как полоса пропускания по шуму, при этом внешние шумы учитываются. Сравнение полос пропускания пассивной и активной антенн, данное, например, в [10], также неполно, так как при рассмотрении согласования собственно антенны и усилителя в АУ по минимальному коэффициенту шума усилителя коэффициент усиления усилителя предполагается настолько большим, что можно пренебречь шумами линии передачи между АУ и приемником и шумами приемника.

Оба высказанных замечания устраняются, если сравнивать полосы пропускания приемных систем с пассивной антенной и АУ но чувствительности, т. е. использовать одинаковый подход к определению полосы пропускания и проводить анализ для общего случая с учетом шумов линии передачи и приемника.

Эффективная шумовая температура приемной системы с пассивной антенной определяется выражением:

Г, = Па+Пр[Хр(Уа; Y,)]-\ (5.77)

где Гэа -эффективная шумовая температура антенны; Ко=g-oH-jo -полная проводимость нагрузки; Уа=а~- 1 ;г,д -,полная проводимость антенны.

Для inpHeMHofl системы с АУ перепишем выражение <5 41) в следующем виде:

Гс=Тэа+Гу(Ка; Уоо)+Пр[еу(Уа; Кос)]-, (5.78)

где Yoc=goc.+]boc определяется выражением (5.54).

Перейдя от абсолютных шумовых температур к относительным и использовав соотношение (5.76), представим (5.77) в виде:

е = эА-Ь'пр+/Лр YA-Y*o\lgAgo. (5.79)

Аналогично вместо (5:78) получим

4 = с™ + 5,-1 :\ (5.80)

где Sc определяется выражением (5.58); мин - (5.57) или (5.59).

Для дальнейшего анализа необходимо выбрать способ определения полосы пропускания по чувствительности. В работах [10, 81] для определения полосы пропускания по шуму используют условия tc2tc мин или tc2tA, а мерой полосы пропускания служит относительный диаметр окружности на плоскости полной проводимости, внутри которой реализуются выбранные условия для определения полосы пропускания.

. Полосы пропускания приемной системы с пассивной антенной и АУ по чувствительности можно сравнивать по изменению относительно ее минимального значения при одинаковом для пассивной антенны и АУ рассогласовании

Lo = I Уа-К*о\lgAgo=\ Ка-Yoc\lgagoc=Lc. (5.81)

Величины Lo и Lc определяются выражениями (5.79) .и (5.80), .величины tc не зависят от выбора системы параметров (К, Я, Z, S). Во iBcex случаях, будь то относительный диаметр окружности на плоскости полной проводимости или величины Lq и Lc, признаком, определяющим полосу пропускания, является относительное отклонение иммитанса от оптимального (безразмерная величина), которая характеризует полосу частот, где

антенна (собственно антенна) изменяет свое полное сопротивление в допустимых пределах, отвечающих вьпюл-нению того или иного условия. В качестве меры сравнения полос про!пускания будем использовать относительные приращения (с/смин-1) при Lo=Lc. Такой выбор объясняется тем, что выражения для относительных диаметров окружностей на плоскости полной проводимости при использовании исходных выражений (5.79) и (5.80) получаются довольно сложными для анализа, а отноще-ние величины (с/смин-1) для приемной системы с пассивной антенной к аналогичной величине для приемной системы с АУ при выполнении условия (5.81) имеет более простой вид и при этом количественно мало отличается от отнощения диаметров окружностей.

Из выражений (5.79) и (5.80) получим для б=

=f с Itc мин- 1

8пас-с/(, А+пр) - 1 = 7.Т~;о. (5.82)

S.y-ycM H-l = VCc, (5.83)

где

(5.84)

Таким образом, при Ь^-Ьс отношение

пас Tfay Гпр

с мин

ау Тпас а Н Гпр 4 (Rgj + inpReg) Soc

(5.86)

характеризует различие в скоростях возрастания величин при отклонении полного сопротивления антенны (собственно антенны) от оптимального в диапазоне частот. Чем больше бпас/бау, тем широкополоснее приемная система с АУ по сравнению с приемной системой с пассивной антенной.

Перепишем выражение (5.86) с учетом (5.57) ,в следующем виде:

Гпр Г 1 S, + ГпpSc

Say <эА-ЬГпр 1 а Ь у мил + Гпр^у акс

4s:

2 2 Sc

(5.87)